1.微處理器
信號處理模塊采用MSP430FR5724芯片為主控MCU,該芯片是基于16位精簡指令集計算機架構的微控制器,正常工作頻率為8MHz。在此基礎上,該MCU還具有22個I/O口,1個10位ADC,3個16位定時器,SPI/I2C接口,1KBSRAM和8KBFRAM,基本滿足旋進旋渦流量計信號處理的需求。
2．分段濾波電路
針對DN50,流量范圍為8~120m3/h的旋進旋渦流量計,其流量信號頻率在800Hz以內,可以通過低通濾波電路去除高頻噪聲。而瞬態沖擊振動的原始頻率在60Hz以內,與有效信號的頻段重疊,針對該情況,本文采用分級濾波的方法處理,即在前級的低通濾波后再增加一級低通濾波電路,對低頻段的信號進行特征提取。
為了保證濾波電路的穩定性,本文選用無限增益多路反饋型電路,此類型電路屬于二階濾波電路,其低通濾波電路原理圖如圖5所示。其中,電容C1的主要作用為去除輸入信號中的直流分量;另外,由于運算放大器為單電源供電,為了保證輸入的正弦信號在其工作電壓范圍內,在運算放大器的同向端輸入正向的參考電壓,大小為電源電壓的1/2。
分段濾波的主要目的是根據信號的幅值判定其所屬的頻段,選擇對應的頻率輸出,由此可得,針對幅值的測量不需要較高的精度,而應盡可能保持過渡帶較快的衰減速度。因此,切比雪夫濾波器為最佳選擇。根據實際的幅值和頻率有效范圍,設定兩級低通濾波電路的截止頻率分別為fC1=800Hz和fC2=60Hz,兩級電路的增益Kp均為-2。查表確定電容C3的范圍并選擇合適的電容值;再結合公式K=100/(fC×C3)計算對應電阻換標系數K,根據歸一化電阻值及對應的C2/C3得到實際電容值和電阻值;最后,以元器件標稱值與實際值的誤差不超過5%為原則,選擇具體應用的元器件。
3.有效值檢測電路
通過有效值檢測電路將交流轉化為直流,可以減少微控制器中的運算,降低電路功耗。有效值檢測芯片選用LTC1966。LTC1966是一款真RMS到DC的轉換器,其內部的Δ⁃Σ電路使其比傳統對數反對數RMS到DC轉換器實用性更強、準確度更高、功耗更低。芯片的有效值轉換公式如下所示:
式中:VOUT為輸出電壓;OUTRTN為輸出返回,是輸出電壓對應的參考點;IN1、IN2分別為差分輸入。將前級濾波放大后的信號VF1X接入LTC1966,通過電容去除其中的直流信號,另一點接地,保證差分輸入為正弦交流信號。最終LTC1966輸出有效值,參考點接地,得到輸入交流信號的有效值,再對輸出后的信號經LT1782濾波平滑處理,輸入至MSP430的ADC通道中。
4．峰值檢測電路
峰值檢測電路在脈沖處理電路中應用較多,也廣泛用于通信電路中的自動增益控制環路。峰值檢測電路的作用是提取峰值信號,使輸出電壓等于峰值電壓。為了達到這一目標,即在下一個峰值到來之前,需要采樣并保持電路的峰值,如圖6所示。圖6中:Vi表示輸入信號;Vo表示輸出信號。
本文選用的峰值電路為正向峰值檢波器,具體電路如圖7所示。
圖7中,前后級的運算放大器保證消除了二極管壓降的影響,無需使輸入電壓與基準電壓存在一定的差值。當一個新的峰值到達時,即短時間內VF2>VF1X時,電路處于跟蹤模式,D5截止,D6導通,Q1單向導通,C27充電,使其跟隨輸入電壓;當輸入電壓下降時,即短時間內VF2<VF1X時,D5導通,D6截止,U8A的輸出比VF1X減少了一個二極管的壓降大小,R29將Q1柵極拉起,R26給D5提供電流通路,使VF2保持峰值電壓。同時,將CLK與MSP430的I/O的PJ.0相連,當CLK為高電平時,三極管可以使C27放電,等待下一次峰值的到來。
5．信號輸出電路
由于最后僅有一路脈沖信號可以輸出,需要設計控制信號輸出的電路,具體電路如圖8所示。
將A1、A2分別與MSP430的P2.2和P2.6口相連,S1X和S2X分別為施密特電路處理得到的高頻段與低頻段脈沖信號,U3C主要作用為保證輸出信號的相位與S1X或S2X相同。利用4093與非門,當A1與A2為低電平時,S1、S2均為高電平輸出,此時OUT輸出為高電平,即無信號;若A1為低電平,A2為高電平,S1為高電平,S2與S2X相同,經U3D得到反向的脈沖輸出,經U3C得到S2X,即低頻段信號輸出。同理,可得A1為低電平,A2為高電平的輸出情況,即為S1X輸出。不同的輸出情況如表1所示。表1中,“1”表示高電平,“0”表示低電平。因此,可以根據MSP430內部的ADC測得的有效值大小,選擇合適的旋進旋渦流量計信號頻段輸出。
